耐克网站建设的历程,wordpress 侧边栏 固定,seo整站网站推广优化排名,自己创建网站怎么得流量钱电子技术——CMOS-AB类输出阶 本节我们研究CMOS-AB类输出阶。
经典配置
下图展示了一个经典的CMOS-AB类输出阶#xff1a; 这个很像BJT二极管偏置版本的AB类输出阶#xff0c;在这里二极管偏置变成了 Q1Q_1Q1 和 Q2Q_2Q2 偏置。不想BJT的情况#xff0c;这里 QNQ_NQN…电子技术——CMOS-AB类输出阶 本节我们研究CMOS-AB类输出阶。
经典配置
下图展示了一个经典的CMOS-AB类输出阶 这个很像BJT二极管偏置版本的AB类输出阶在这里二极管偏置变成了 Q1Q_1Q1 和 Q2Q_2Q2 偏置。不想BJT的情况这里 QNQ_NQN 无栅极电流因此偏置电流 III 完全流过 Q1Q_1Q1 和 Q2Q_2Q2 偏置电压 VGGV_{GG}VGG 是一个和负载电流无关的常量。
我们知道
ID1I12kn′(W/L)1(VGS1−Vtn)2I_{D1} I \frac{1}{2}k_n(W/L)_1(V_{GS1} - V_{tn})^2 ID1I21kn′(W/L)1(VGS1−Vtn)2
ID2I12kp′(W/L)2(VSG2−∣Vtp∣)2I_{D2} I \frac{1}{2}k_p(W/L)_2(V_{SG2} - |V_{tp}|)^2 ID2I21kp′(W/L)2(VSG2−∣Vtp∣)2
上述两个式子能够导出
VGGVGS1VSG2Vtn∣Vtp∣2I(1kn′(W/L)11kp′(W/L)2)V_{GG} V_{GS1} V_{SG2} V_{tn} |V_{tp}| \sqrt{2I} (\frac{1}{\sqrt{k_n(W/L)_1}} \frac{1}{\sqrt{k_p(W/L)_2}}) VGGVGS1VSG2Vtn∣Vtp∣2I(kn′(W/L)11kp′(W/L)21)
同样假设此时处在调平电压 vO0v_O 0vO0 的情况下
VGGVGSNVSGPVtn∣Vtp∣2IQ(1kn′(W/L)n1kp′(W/L)p)V_{GG} V_{GSN} V_{SGP} V_{tn} |V_{tp}| \sqrt{2I_Q} (\frac{1}{\sqrt{k_n(W/L)_n}} \frac{1}{\sqrt{k_p(W/L)_p}}) VGGVGSNVSGPVtn∣Vtp∣2IQ(kn′(W/L)n1kp′(W/L)p1)
联立能够导出
IQI[1/kn′(W/L)11/kp′(W/L)21/kn′(W/L)n1/kp′(W/L)p]2I_Q I [\frac{1 / \sqrt{k_n(W/L)_1} 1 / \sqrt{k_p(W/L)_2}}{1 / \sqrt{k_n(W/L)_n} 1 / \sqrt{k_p(W/L)_p}}]^2 IQI[1/kn′(W/L)n1/kp′(W/L)p1/kn′(W/L)11/kp′(W/L)2]2
这表明偏置电流 IQI_QIQ 和电流源 III 的关系只和MOS管的宽长比有关对于完全匹配的MOS即 kp′(W/L)2kn′(W/L)1k_p(W/L)_2 k_n(W/L)_1kp′(W/L)2kn′(W/L)1 和 kp′(W/L)pkn′(W/L)nk_p(W/L)_p k_n(W/L)_nkp′(W/L)pkn′(W/L)n 有
IQI(W/L)n(W/L)1I_Q I\frac{(W/L)_n}{(W/L)_1} IQI(W/L)1(W/L)n
这个方法存在一个缺点就是限制输出电压的压摆范围我们假设电流源的压降为 VVV 我们有
vOVDD−V−vGSNv_O V_{DD} - V - v_{GSN} vOVDD−V−vGSN
则最大输出电压是当电流源保持最小压降的时候
vOmaxVDD−Vmin−vGSNv_{Omax} V_{DD} - V_{min} - v_{GSN} vOmaxVDD−Vmin−vGSN
当 vOv_OvO 达到最大值的时候此时 iLi_LiL 达到最大值所有的负载电流都由 QNQ_NQN 提供此时 vGSNv_{GSN}vGSN 也达到最大值。
vOmaxVDD−Vmin−Vtn−VOVNv_{Omax} V_{DD} - V_{min} - V_{tn} - V_{OVN} vOmaxVDD−Vmin−Vtn−VOVN
这里的 VOVNV_{OVN}VOVN 是当 QNQ_NQN 通过最大电流 iLi_LiL 时候的过驱动电压。
同样的对于负半周期的最小输出电压为
vOmin−VSSVmin′∣Vtp∣∣vOVP∣v_{Omin} -V_{SS} V_{min} |V_{tp}| |v_{OVP}| vOmin−VSSVmin′∣Vtp∣∣vOVP∣
不同的是这里的 Vmin′V_{min}Vmin′ 指的是信号源 vIv_IvI 对 −VSS-V_{SS}−VSS 的最小压降。
我们发现MOS推挽结构的压摆范围主要收到 VOVNV_{OVN}VOVN 和 ∣vOVP∣|v_{OVP}|∣vOVP∣ 限制因此最大负载电流越大压摆范围就越小。因为BJT的压降基本保持在 0.7V0.7V0.7V 左右因此不受到这个因素的影响而对于MOS来说过驱动电压的范围通常变化比较大我们可以控制MOS的宽长比来限制过驱动电压的最大值但是对于大型MOS器件来说是不实际的。
使用共源晶体管的另一种替代方案
下面是使用共源晶体管的一种MOS推挽方案 上图中两个推挽MOS管是共源配置输入端由两个运算放大器提供驱动运放和输出电压形成负反馈根据运放虚短的原理我们知道 vO≃vIv_O \simeq v_IvO≃vI 因此我们称运放为 误差放大器 。
为了说明上图中是负反馈我们假设当 vOv_OvO 升高的时候此时 QPQ_PQP 的栅极电压升高 iDPi_{DP}iDP 减小而 QNQ_NQN 的栅极电压升高 iDNi_{DN}iDN 增大那么 iLi_LiL 就要减小导致 vOv_OvO 减小。因此上图中是负反馈。
并且我们之前学过上图是一个串联-并联结构是一个典型的电压放大器增益为单位增益具有较大的输入阻抗和较小的输出阻抗。
为了计算小信号的输出阻抗我们分别考虑电路的一半对于上半部分计算 RoutpR_{outp}Routp 下半部分计算 RoutnR_{outn}Routn 那么整体的输出阻抗为
RoutRoutp∣∣RoutnR_{out} R_{outp} || R_{outn} RoutRoutp∣∣Routn
下图是上半部分电路 其中反馈网络为图 (b) 反馈因子为 β1\beta 1β1 。
使用系统分析法分析开环增益如图 然后施加测试源 viv_ivi 计算输出 vov_ovo 我们知道
Aμgmp(rop∣∣RL)A \mu g_{mp} (r_{op} || R_L) Aμgmp(rop∣∣RL)
其中 gmpg_{mp}gmp 和 ropr_{op}rop 是 QPQ_PQP 的小信号参数可由 QPQ_PQP 的电流决定开环输出阻抗为
RoRL∣∣ropR_o R_L || r_{op} RoRL∣∣rop
则负反馈等效输出阻抗为
RofRo1Aβ(rop∣∣RL)1μgmp(rop∣∣RL)R_{of} \frac{R_o}{1 A\beta} \frac{(r_{op} || R_L)}{1 \mu g_{mp} (r_{op} || R_L)} Rof1AβRo1μgmp(rop∣∣RL)(rop∣∣RL)
那么输出阻抗为
Routp1/(1Rof−1RL)rop∣∣1μgmp≃1μgmpR_{outp} 1 / (\frac{1}{R_{of}} - \frac{1}{R_L}) r_{op} || \frac{1}{\mu g_{mp}} \simeq \frac{1}{\mu g_{mp}} Routp1/(Rof1−RL1)rop∣∣μgmp1≃μgmp1
可见输出阻抗足够小对于下半部分电路同样的
Routn≃1μgmnR_{outn} \simeq \frac{1}{\mu g_{mn}} Routn≃μgmn1
则总输出阻抗为
Rout≃1μ(gmpgmn)R_{out} \simeq \frac{1}{\mu (g_{mp} g_{mn})} Rout≃μ(gmpgmn)1
接下来我们推导其传导特性我们使用下面的电路图 首先我们考虑其静态点参数对于 vI0v_I 0vI0 此时 vO0v_O 0vO0 。此时偏置电流 IQI_QIQ 将完全由电路的静态点误差决定
IQ12kp′(W/L)pVOV212kn′(W/L)nVOV2I_Q \frac{1}{2} k_p(W/L)_p V_{OV}^2 \frac{1}{2} k_n(W/L)_n V_{OV}^2 IQ21kp′(W/L)pVOV221kn′(W/L)nVOV2
这里的 VOV2V_{OV}^2VOV2 是静态点的过驱动电压若两个MOS完全匹配
IQ12kVOV2I_Q \frac{1}{2}k V_{OV}^2 IQ21kVOV2
接下来考虑应用输入信号电压 vIv_IvI 如下图 此时两个误差放大器的输出增加了输入输出误差 μ(vO−vI)\mu(v_O - v_I)μ(vO−vI) 则此时
iDP12k[VOV−μ(vO−vI)]2IQ(1−μvO−vIVOV)2i_{DP} \frac{1}{2}k[V_{OV} - \mu(v_O - v_I)]^2 I_Q (1 - \mu\frac{v_O - v_I}{V_{OV}})^2 iDP21k[VOV−μ(vO−vI)]2IQ(1−μVOVvO−vI)2
iDNIQ(1μvO−vIVOV)2i_{DN} I_Q (1 \mu\frac{v_O - v_I}{V_{OV}})^2 iDNIQ(1μVOVvO−vI)2
则信号电流为
iLiDP−iDNi_L i_{DP} - i_{DN} iLiDP−iDN
带入 iLvO/RLi_L v_O / R_LiLvO/RL 得到
vOvI1VOV4μIQRLv_O \frac{v_I}{1 \frac{V_{OV}}{4 \mu I_Q R_L}} vO14μIQRLVOVvI
又因为 VOV4μIQRL≪1\frac{V_{OV}}{4 \mu I_Q R_L} \ll 14μIQRLVOV≪1 近似为
vO≃vI(1−VOV4μIQRL)v_O \simeq v_I(1 - \frac{V_{OV}}{4 \mu I_Q R_L}) vO≃vI(1−4μIQRLVOV)
增益误差定义为
E≡vOvI−1−VOV4μIQRLE \equiv \frac{v_O}{v_I} - 1 -\frac{V_{OV}}{4 \mu I_Q R_L} E≡vIvO−1−4μIQRLVOV
因为在静态点处 gmpgmngm2IQVOVg_{mp} g_{mn} g_m \frac{2I_Q}{V_{OV}}gmpgmngmVOV2IQ 也可以表示为
E−12μgmRLE -\frac{1}{2 \mu g_m R_L} E−2μgmRL1
因此选择较大的 μ\muμ 可以降低输入输出误差以及降低输出阻抗。然而较大的 μ\muμ 会让 IQI_QIQ 过于依赖运放的输入偏移电压。一般通常让 μ\muμ 在5到10的范围内。同时较大的 IQI_QIQ 会减小交越失真输出阻抗和误差但是会引起较大的静态耗散功率。
书中没给出 IQI_QIQ 的计算方法故在此给出假设静态输出电压为 VOV_OVO 那么有
IQ12kp(VDD−μVO−∣Vtp∣)2I_Q \frac{1}{2}k_p(V_{DD} - \mu V_O - |V_{tp}|)^2 IQ21kp(VDD−μVO−∣Vtp∣)2
IQ12kn(VSSμVO−Vtn)2I_Q \frac{1}{2}k_n(V_{SS} \mu V_O - V_{tn})^2 IQ21kn(VSSμVO−Vtn)2
两个式子联立可以解得 IQI_QIQ 和 VOV_OVO 的值
VOkp(VDD−∣Vtp∣)−kn(VSS−Vtn)μ(kpkn)V_O \frac{\sqrt{k_p}(V_{DD} - |V_{tp}|) - \sqrt{k_n}(V_{SS} - V_{tn})}{\mu (\sqrt{k_p} \sqrt{k_n})} VOμ(kpkn)kp(VDD−∣Vtp∣)−kn(VSS−Vtn)
我们发现 IQI_QIQ 理论上是与 μ\muμ 无关量调整MOS参数即可调整 IQI_QIQ 。
